MOSFET选得好极性反接保护更可靠

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  当车辆电池因损坏而要换掉时，新电池极性接反的可能性很高。车辆中的许多电子控制单元 (ECU) 都连接到车辆电池，因而此类事件可能会导致大量 ECU 故障。

  ISO（国际标准化组织）等汽车标准定义了电气电子设备的测试方法、电压水平、电磁辐射限值，以确保系统安全可靠地运行。与极性反接保护 (RPP) 相关的一种标准是 ISO 7637-2:2011，它复制了实际应用中的各种电压场景，系统要承受此类电压以展示其能够防范故障的稳健性。这使得极性反接保护成为连接电池的 ECU/系统的一个关键组成部分，所有汽车制造商都需要。

  本文将首先介绍 ISO 脉冲，通常使用此类脉冲来复制实际应用中也许会出现的电压瞬变。然后将详细说明能够正常的使用的几种保护技术，并指导读者选择外部 N 沟道 MOSFET——它将提供 RPP 并帮助降低系统的功率损耗。最后，将基于电池电流推荐与理想的二极管控制器一起使用的 N 沟道 MOSFET 清单。

  为确保配备了 12 V 或 24 V 电气系统的乘用车和商用车上安装的设备与传导电瞬变兼容，国际标准 ISO 7637-2:2011 规定了测试方法和程序。有关详情信息，请参阅 ISO 7637-2:2011。

  ● 脉冲 2a：因线束的电感导致与 DUT（被测器件）并联的器件中的电流突然中断引起的瞬变。

  ● 脉冲 3a 和 3b：由于开关过程而发生的瞬变。这些瞬变的特性受线束的分布电容和电感的影响。

  这些测试脉冲具有不一样的负电压和正电压电平，从而对 DUT 施加压力，看它能否承受。例如，通过图 1 所示的脉冲 3b 可以大致了解标准中定义的脉冲类型；每种脉冲都有自己的参数，如表 1 所示。脉冲 3b 模拟实际应用中的开关噪声，例如，继电器和开关触点抖动会产生短暂的突发高频脉冲。AND8228/D 详细讨论了电压瞬变和测试方法。

  保护系统免受电池反接影响的最简单方法是使用二极管。如图 2 所示，二极管只有在其端子连接到正确的极性（即正偏）时才会传导电流。标准二极管的正向压降 VF约为 0.7 V，但肖特基二极管的正向压降可低至 0.3 V。因此，大多数应用使用肖特基二极管以降低系统损耗。

  二极管的一种替代方案是 MOSFET。当 MOSFET 导通时，漏源压降 VDS取决于漏源电阻 RDS,ON和漏源电流 ID：VDS= RDS,ON* ID。与肖特基二极管相比，该压降一般要低得多。

  与所有 MOSFET 一样，P 沟道 MOSFET 在源极和漏极之间有一个本征体二极管。当电池正确连接时，本征体二极管导通，直到 MOSFET 的沟道导通。要使 P 沟道 MOSFET 导通，栅极电压需要比源极电压低至少 VT（阈值电压）。当电池反接时，体二极管反偏，栅极和源极电压相同，因此 P 沟道 MOSFET 关断。使用一个额外的齐纳二极管来箝位 P 沟道 MOSFET 的栅极，在电压过高时提供保护。

  也可以使用 N 沟道 MOSFET 来提供极性反接保护。当电池正确连接时（源极连接到 VBAT），要使 MOSFET 导通，栅源电压必须高于阈值电压 (VGS VTH)。鉴于源极连接到 VBAT，故栅极电压需要比 VBAT高至少 VT。因此，使用一个专用驱动器来驱动 N 沟道 MOSFET 的栅极电压，使其高于源极电压，从而使 N 沟道 MOSFET 导通。当电池反接时，体二极管反偏（阳极电压低于阴极电压），驱动器被禁用（源极和栅极短路），N 沟道 MOSFET 关断。

  表 2 总结了不同极性反接保护技术的优缺点。值得一提的是，P 沟道 MOSFET 的操作取决于空穴的迁移率，而 N 沟道 MOSFET 的操作取决于电子的迁移率。已知对于相同的漏极电流，电子的迁移率比空穴的迁移率高几乎 2.5 倍。因此，为实现相同的导通电阻，P 沟道 MOSFET 的芯片尺寸会比 N 沟道 MOSFET 更大，相应地成本也更高。这使得 N 沟道 MOSFET 比 P 沟道 MOSFET 更适合此类应用。

  ▸最好使用逻辑电平，而不可以使用标准电平，因为对于相同栅源电压 VGS，前者的 RDS,ON更低

  i. 当栅极电压 VGS上升至平坦区域电压 VGP时，电荷大多数都用在为输入电容 CISS充电。

  ii. 当 VGS处于平坦区域电压 VGP时，电荷大多数都用在为反向传输电容（栅漏电容）CRSS充电。

  iii.当 VGS从 VGP上升至驱动器电源电压 VGDR时，电荷用于逐渐增强沟道。

  ▸QG,TOT越低，MOSFET 导通所需的栅极电压和电流越小（即导通速度越快），反之亦然

  ▸RDS,ON的作用是限制器件的功耗。对于给定负载电流，RDS,ON越大，功耗越高。更高功耗会导致 MOSFET 的 TJ升高。因此，为了获得最优性能，正确选择具有所需 RDS,ON的器件很重要。

  ▸在以下部分中，选择用于热评估的 MOSFET 的 RDS,ON将使功耗保持在 500 mW 左右。

  NCV68061 和外部 N 沟道 MOSFET 的组合构成一个理想二极管：当施加正偏电压（阳极电压高于阴极电压）时，它充当一个理想导体；当施加反偏电压（阳极电压低于阴极电压）时，它充当一个理想绝缘体。NCV68061 是一款极性反接保护和理想二极管 N 沟道 MOSFET 控制器，旨在取代二极管，其损耗和正向电压更低。

  NCV68061 的基本功能是根据源漏差分电压极性控制外部 N 沟道 MOSFET 的通断状态。根据漏极引脚连接，该器件可以配置为两种不同的应用模式。当漏极引脚连接到负载时，应用处于理想二极管模式，而当漏极引脚接地时，NCV68061 仅处于极性反接保护模式。在这两种模式下，控制器都会为外部 N 沟道 MOSFET 提供 11.4 V 的典型栅极电压。因此，以下部分的所有计算都使用 10 V VGS时的 RDS,ON。

  NCV68061 已通过 ISO 7637-2:2011 测试，结果证明该器件非常稳健，可承受电压应力。NCV68061 数据表显示了测试结果。

  图 6 显示了 NCV68061 在理想二极管配置下的使用情况。在此配置中，不允许输入电压对大容量电容 Cbulk 放电。此配置有两种模式：

  ▸导通模式：在进入导通模式之前，源极电压低于漏极电压，电荷泵和 N 沟道 MOSFET 均被禁用。随着源极电压变得比漏极电压大，正向电流流过 N 沟道 MOSFET 的体二极管。一旦此正向压降超过源漏栅极充电电压阈值电平（典型值 140 mV），电荷泵就会开启，N 沟道 MOSFET 变成完全导通状态。

  ▸反向电流阻断模式：当源极电压变得比漏极电压小时，反向电流最初流过 N 沟道 MOSFET 的导电沟道。此电流在 N 沟道 MOSFET 的导电沟道上产生一个与其 RDS,ON成比例的压降。当此电压降至源漏栅极放电电压阈值（典型值 -10 mV）以下时，电荷泵被禁用，外部 N 沟道 MOSFET 由控制器的内部 P 沟道 MOSFET 关断。

  如图 7 所示，通过将漏极引脚连接到 GND 电位，NCV68061 将不允许下降的输入电压将输出放电到 GND 电位以下，但允许输出跟随任何高于欠压锁定 (UVLO) 阈值的正输入电压。这在某种程度上预示着，下降的输入电压会将大容量电容 Cbulk 放电。

  当源极电压高于 UVLO 阈值（典型值 3.3 V）时，源极/漏极和 UVLO 比较器使电荷泵能够向完全导通的外部 N 沟道 MOSFET 提供栅源电压。当源极电压低于 UVLO 阈值（典型值 3.2 V）时，电荷泵和 N 沟道 MOSFET 被禁用，所有负载电流流过 N 沟道 MOSFET 的体二极管。

  使用 NCV68061 的专用测试板来确定各种采用 3×3 和 5×6 封装且有不同 RDS,ON的 MOSFET 的功耗和热性能，以帮助理解不同负载电流下用于理想二极管控制器的 MOSFET 选择。

  图 8 显示了测试板的电路图。其设计方式支持测试SO-8FL/LFPAK4和μ8FL/LFPAK33封装的MOSFET。每个MOSFET电路都有一个跳线，以确保一次只有一个控制器处于活动状态。使用 3.3 V LDO NCV4294 为控制器的使能引脚 EN 供电。控制器将控制 N 沟道 MOSFET，使其像理想二极管一样工作，并阻止反向电流。

  该板是 4 层印刷电路板 (PCB)。输入和输出电流分布在顶层、第一内层和第二内层。跨多个层分布电流有助于减少损耗，并提高电路板的热性能。第二内层具有用于栅极信号和使能信号的走线。底层专用于 GND 平面。

  有了从热测量获得的顶部壳温和计算出的功耗，便可使用公式 1 计算结温 TJ。

  RθJT的值不是固定的，它取决于热边界条件，如 PCB 布局、MOSFET 的散热系统（焊盘等）和其他参数，因此数据表未提供此值。RθJT是一个 1°C/W 的小数字，因为大部分热量会通过封装底部的焊盘从结流向 PCB。因此，没多少热量从结流向 MOSFET 顶部，可以认为 TJ和 TCASE的温差不大。为了确定 TJ，本应用笔记假设 RθJT为 1°C/W。

  注意：1°C/W 对于 3 × 3 和 5 × 6 封装是一个非常保守的假设。其他封装会有不同的热阻。

  下面使用测得的 TCASE和 MOSFET 的实际功耗来计算 TJ。下一步将根据数据表的规格进行理论计算，并将结果与使用实测数据来进行的计算作比较，以确认 TJ的理论计算和实际计算是否一致。所有计算均使用 μ8FL (3 × 3) 封装的 MOSFET NVTFS5C478NLWFTAG。

  使用基于数据表规格的理论计算来确定 TJ。假设损耗为 500 mW，使用公式 3 来确定器件的 TJ。

  估算的 TJ与理论计算值之差很小，为 1.7°C（49.5°C - 47.8°C）。在表 4 中，如以上计算所示，使用理论计算的 TJ和实测的 TCASE、RθJT、PD来估算不同负载和封装下的 TJ。

  ● 在 8 A 负载电流时，5 × 6 封装的裕量比 3 × 3 封装高约 1.6%。两款器件封装不同，但使用相同的芯片，因此 TJ没有过大区别。

  ● 同样，除了一款 10 A MOSFET 有大约 5.4°C 的差异外，理论 TJ与估算值的差异并不显著。这表明，对于此特定测试设置，数据表中的 RθJA是可靠的。

  ● 从实际应用角度看，数据表中使用 2 oz. 铜焊盘和较大面积电路板测量 RθJA 似乎不太现实，但它与上面估算的 TJ差异很小，这表明 RθJA与针对散热优化的 4 层测试板非常匹配。

  ● 结果显示，由于封装较大 (5 × 6)，热量得到一定效果消散并分布到整个器件上，因此其裕量更好。从散热角度看，较大封装的器件适合负载电流较高的应用以及环境和温度较高的应用。

  前面的计算表明，数据表的 RθJA与 NCV68061 测试板非常匹配，因此能计算 MOSFET 工作的最大环境和温度。

  从上面的例子可知，MOSFET 可以在最大 127.5°C 的环境和温度下工作。如果环境温度超出该计算值，则意味着 TJ已达到 175°C 以上。

  MOSFET 芯片本身能在高于 175°C 的温度下工作，但由于封装塑封料的限制，以及为了确认和保证长时间运行可靠性，MOSFET 数据表规定最大 TJ为 175°C。高于最大 TJ的温度将导致器件行为没办法保证，而且这也代表着器件在规格范围之外运行。

  表 5 显示了各种 MOSFET 在不同负载电流下的估算最大环境和温度，考虑结温为 175°C。

  极性反接保护电路是车辆中任何 ECU 的核心构建模块之一。本文讨论了几种极性反接保护技术，包括二极管、P 沟道 MOSFET 和 N 沟道 MOSFET。本文比较了所有这些技术，并重点指出了每种技术的优缺点。此外，本文提供了 MOSFET 选型指南以支持 MOSFET 选择过程，并且给出了一个推荐器件清单。负载电流从 6 A 到 10 A 的热测量表明，从散热角度看，5×6 封装表现良好，原因是其封装和芯片更大，RDS,ON和功率损耗比 3×3 封装要低。另外，与较小的芯片相比，较大的芯片有助于更好地散热。尽管如此，表 3 显示 5×6 和 3×3 封装的最大 TJ的裕量差异并不显著。根据应用需求和所使用的散热系统，5×6 和 3×3 封装的 MOSFET 均可选用。

  理论计算的和实际估算的结温 TJ没有显著差异，数据表中给出的 RθJA是实际值，可用来在实际应用中执行热分析。使用上文所示的计算，RθJA有助于计算 MOSFET 可运行的最大环境和温度。